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采用多绕组高频变压器的新型多电平变换器拓扑及控制策略

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供稿:中国工控网 2016/3/31 16:43:24

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  • 关键词: 高频变压器
  • 摘要:本文通过理论分析了高频逆变器的控制策略和各单元的直流母线电压的均衡性。仿真和实验结果表明,该拓扑控制策略简单明确,系统具有很好的稳定性,高频变压器可以实现各单元之间功率的平均分配,从而实现电压的均衡,该电路拓扑具有很好的应用前景。

1 引言

   高压大容量多电平变换器已经广泛应用于电气节能和高性能电力传动等场合。目前常用的多电平变换器拓扑主要有二极管钳位式和级联 H 桥式两类。二极管钳位式变换器可以直接输出中高压交流电,并且可以采用背靠背的形式实现四象限运行,广泛应用于轧钢等场合。但是该电路拓扑中钳位二极管的数量与电平数呈二次方关系,在更高电平时需要较多的钳位二极管,并且在五电平以上的电路拓扑时,其直流母线电容的电压存在不可控区域,所以一般以三电平的应用最为广泛[1-3]。由于电平数量的限制,使其工作电压受到限制,输入侧往往要采用变压器降压。例如在 CRH2 型和谐号动车组中,首先采用牵引变压器把输电线路的 25kV 交流电变为 1 500V,然后采用三电平变流器来驱动牵引电机[4]。

    级联 H 桥拓扑理论上可以实现任意多个单元的级联,因此可以应用于更高的电压等级,该拓扑不存在悬浮电容电压平衡的问题,采用移相 PWM 控制策略也比较简单。级联单元结构模块化,便于工业现场的应用和维修。但是级联 H 桥拓扑在电网输入侧采用工频移相变压器,这种变压器体积和重量比较大,成本较高,其二次三相绕组数量为 3n(n为级联单元数),二次绕组数量过多导致变压器在工程实现上存在困难,从而也就限制了 H 桥级联的级数[2]。

    由于传统的多电平变换器拓扑存在各种限制,所以近年来新型的多电平变换器拓扑也成为研究的热点。围绕如何省去工频变压器,模块化多电平变换器(Modular Multi-level Converter, MMC)被提出并得到广泛的关注。该电路拓扑采用模块化级联结构,不需要输入变压器,级联数可以任意增加。但是该拓扑中存在大量的悬浮电容,并且输出频率越低时,悬浮电容的电压波动越大,因此目前该拓扑一般应用在直流输电等领域,在电机控制方面的应

用较少[5]。

    另外一类新型的多电平电路采用高频变压器来代替传统的工频变压器来实现电气隔离和电压幅值的变化,也经常被称作电力电子变压器[6,7]。目前这一类拓扑主要采用单输入单输出的双绕组高频隔离变压器,首先采用电力电子变换器把高压交流电转变为多个中低压高频交流电,然后经过变压器隔离后再接负载变换器。这样如果各个变压器的二次侧负载不平衡,输入侧的电力电子变换器就需要进行额外的平衡控制[8,9]。文献[10]中也使用了一种单输入多输出的多绕组变压器,采用高压交交变换器把工频高压交流电变为高压高频交流,然后经过高频变压器进行降压和隔离,因此二次绕组可以接多个变换器并驱动多个不同的负载,多个二次绕组共用一个磁心,负载侧功率的不均衡不会对一次侧造成影响。


  本文提出了一种新型的采用多绕组高频变压器 的多电平变换器拓扑结构,输入端可以直接与中高 压电网相连,省去了输入侧的工频变压器。采用高 频变压器隔离后,变换器的输出侧可以接多个不同 的负载,每个负载的电压等级和需要的电平数都可 以根据需要灵活配置。通过多绕组高频变压器可以 实现功率和电压的平衡,电路拓扑的稳定性较好。 电路拓扑采用模块化结构,在简化控制策略的同时 可以提高故障冗余度,提高故障修复能力。

   2 电路拓扑结构 本文提出的新型的采用多绕组高频变压器的多 电平变换器,其单相输入的电路拓扑如图 1 所示。整个电路由级联 H 桥整流器、H 桥高频逆变器、 H 桥高频整流器、多绕组高频变压器和负载逆变器 组成。

           图 1 采用多绕组高频变压器的电路拓扑结构 

    Fig.1 Topology with multi-winding high-frequency transformer 

   级联 H 桥整流器经过一个滤波电感后直接与电 网相连,在适当的控制下产生多个直流母线。各个 直流母线分别与一个高频 H 桥逆变器相连,把直流 电逆变成高频交流电,作为高频变压器一次绕组的 输入。高频变压器的二次绕组分别接多个 H 桥高频 整流器,把高频交流电整流为直流电压。为了表述 方便,这里把与变压器一次侧相连的称为 H 桥高频 逆变器,与变压器二次侧相连的称为 H 桥高频整流 器。实际上图 1 所示的电路拓扑可以四象限运行, 所以这里的 H 桥高频整流器和逆变器的说法也是相 对的。

   因为经过了多绕组变压器的隔离,二次侧整流 产生的各个直流母线就是相互隔离的,因此负载逆 变器可以是多个低压的三相逆变器来驱动多个电机或者多相电机,也可以是 H 桥级联形式的中高压逆 变器来驱动中高压负载。各个负载的功率等级和电 压等级都可以灵活配置,整个电路拓扑的控制策略 和稳定性分析将在后面进行介绍。

  在图 1 所示的结构中,多绕组变压器的一次绕 组的数量由电网电压和级联 H 桥整流器中所采用的 开关器件的耐压值来决定,而二次绕组的数量则由 负载决定。例如在目前国内高速铁路牵引中,级联 H 桥整流器可以直接与高压牵引供电网相连,各级 单元的直流母线可以控制为 1 500V。二次绕组的数 量由牵引电机的个数来决定。当然,根据各子单元 直流母线电压的高低,H 桥高频整流器和高频逆变 器还可以采用三电平 H 桥结构[11]。


 3 级联 H 桥整流器控制策略 

   首先来分析级联 H 桥型整流器的控制策略,为 了分析方便,仍然以图 1 所示的单相输入的电路拓 扑为例,对其控制策略和稳定性进行分析。

  假设级联 H 桥整流器中,第 n 级单元的直流母 线电压为 V1n,开关函数为 S1n,则该级单元在交流 侧的输出电压为 

   式中,L1 和 R1 为整流器的输入滤波电感和线路电 阻;u1 为输入侧的交流电压。

 根据式(5)和式(6)可以得到 

 上式也可以用瞬时功率平衡来解释,即整流器 从电网侧吸收的功率可以分为线路损耗、电容吸收 部分和负载消耗部分。线路损耗和负载损耗可以被 认为是外部扰动,因此直流母线电压的高低可以由 交流侧输入功率来决定,即改变交流侧输入电流值 就可以控制直流侧的电压。因此级联 H 桥整流器可 以采用如图 2 所示的控制策略[8,9]。 

图 2 级联 H 桥整流器控制策略框图 

Fig.2 Control scheme of the cascaded H-bridge rectifier 

   图 2 中,外环为电压环,其输出为交流电流的 幅值,电流的相位与交流侧电压的相位保持一致 以保证输入侧的功率因数。在单相级联 H 桥整流器 中,每一级单元的输入和输出都是单相,可以证明 其直流母线侧必然会存在交流二倍频的脉动,而直 流母线电压给定值是一个稳定量,所以直流电压的 反馈通道上可以采用一个带阻滤波器把二倍频的脉 动滤掉[9]。

  整流器的电流的状态方程如式(6)所示。由于 电流内环的给定值是正弦量,普通的 PI 调节器难 以实现无静差跟踪,所以采用了 PIR(比例-积分-谐 振)调节器。电流环的输出为整个整流器的输出电 压值[12]。整流器各级单元采用移相 PWM 控制,在 整流器的控制中暂时不考虑各级直流母线电压的平衡问题。

  采用 Matlab Simulink 对上述控制策略进行仿 真验证。采用 4 级级联的 H 桥整流器,交流输入电 压幅值为 1 000V,每级直流母线电压给定值为 300V,则 4 级直流母线电压之和的控制结果如图 3 所示。可见直流母线电压之和能够很好地控制在给 定值附近。由于是单相整流器,直流母线电压上存 在着二倍频的波动。

图 3 直流母线电压之和的控制结果

 Fig.3 Control of the sum of DC buses

4 高频变换器控制及直流母线电压平衡性分析

 上述的级联 H 桥整流器的控制策略实现了对所 有直流母线电压之和的控制。本节将在此基础上对 直流母线电压的均衡进行介绍。受到开关器件开关 频率的限制,高频逆变器和高频整流器都采用方波 控制,占空比为 50%。高频变换器输出的电压波形 如图 4 所示。

 Fig.4 Output voltage waveform of the high-frequency converter 

  为了分析各级单元的直流母线电压的平衡性, 以高频变压器输入侧的一级单元电路为例进行分 析。如图 5 所示,左侧为级联 H 桥整流器的一个单 元,右侧为高频逆变器单元,并且与高频多绕组变 压器的一个一次绕组相连。

  S1 为级联 H 桥整流器的开关函数,根据开关状态的不同,S1 的取值可以为1,0 或者+1。S2n 为第 n 个 H 桥高频逆变器的开关函数,其取值为1 或者 +1,如图 5 所示。i2n 是 H 桥高频逆变器输出到高频 变压器一次绕组的电流。

  在控制中,使与变压器一次绕组相连的所有 H 桥高频逆变器的开关函数和开关状态都保持一致, 即开关函数为

 由于级联 H 桥整流器中所有级联 H 桥单元侧的 调制比一样,其输入侧的电流都为 i1,并且可以忽 略 PWM 移相造成的偏差。以第 1 级(n=1)和第 2 级(n=2)单元的母线电压为例进行分析,根据式 (8)和式(9),两级直流母线之间的差值满足 

由式(13)可以看出,直流母线的值决定了 u2n 的大小,而 u2n 和绕组中反电动势 e2n 的相对大小决 定了电流和电压的相位差,也就是决定了能量的流 动方向。忽略绕组的漏感,则各绕组交链同一个磁 场,因此可以认为各个绕组中的反电动势相同,因 此可以得到

  

  根据式(10)和式(15)可以得到

 可以看出,在这种控制策略下,V V 11 12  的值逐 渐衰减到零,衰减时间常数为 L2/R2,也就是说各级 直流母线的电压值是平衡的。前面的推导过程都是 在变压器的一次绕组完全对称的前提下得出的,如 果绕组之间存在一定的差异,例如反电动势存在一 定的差别,则式(14)变为

 此时,最终的电压差V V 11 12并不衰减到零,而是稳定在一个固定值,也即是说各级直流母线电压 之间存在一定的静差。

   采用上述的高频逆变器控制策略后,变压器一 次侧各单元的母线电压仿真结果如图 6 所示。可以 看出,虽然各个直流母线电压的初始值不一致,在 起动之后都能迅速收敛到给定值,并且各直流母线 的电压可以实现均衡。

            图 6 直流母线电压平衡过程

        Fig.6 Balance course of the DC bus voltages 

   同样,在能量回馈时,变压器一次侧高频 H 桥 负责电压的均衡,而级联 H 桥整流器根据总体直流 母线电压的高低决定电流的相位,从而决定了功率的流向。

    在二次侧,由于各绕组的反电势是一致的,所 以对 H 桥高频逆变器和负载逆变器来说,二次绕组 可以看作是一个稳定的电压源,H 桥高频逆变器可 以看作是一个普通的单相 PWM 整流器,负载逆变 器的控制也与其他类似的变换器类似,在此不展开介绍。

   5 故障冗余及故障运行分析

 在图 1 所示的变换器拓扑中,所有的变换器单 元都是 H 桥,并且变压器的电压比可以设计为 1∶ 1,此时级联 H 桥整流器、H 桥高频逆变器和 H 桥 高频整流器中都可以采用同样的电路结构,所选用 的电力电子器件的电压等级也一致,因此具有很 强的通用性,从而也提高了整个电路的可修复性和可靠性。

  在变压器的二次侧,如果每个绕组通过变换器 来分别驱动一个负载,则如果该变换器出现故障, 则只需要切除该负载和变换器即可,并不会影响其 他单元的运行。如果二次的多个绕组共同驱动一个 负载,如 H 桥级联模式,则在某个变换器故障下, 只需旁路该变换器,负载降额运行,不会影响其他 单元的正常运行。

  在变压器的一次侧,由于交流输入端的电压幅 值是确定的,所以在一般情况下,如果级联 H 桥整 流器的某个单元发生故障,则剩余的单元不能输出 足够的电压值,会造成电路无法继续运行。因此, 为了提高系统的可靠性,一般在一次侧多增加一个 或者几个冗余绕组,并增加相应的级联 H 桥单元和 高频逆变单元。在某个 H 桥单元或者高频逆变单元 发生故障时,同样只需要切除该级单元,剩余的电 路可以继续运行,而不会对二次侧造成影响。

   从上面的分析来看,本文提出的电路拓扑结构 具有很强的故障运行能力和故障冗余,可以保证整 个系统在故障下能够快速恢复运行,具有很好的可 靠性。

 6 实验验证

  为了验证本文所提出的电路拓扑结构的有效性 和控制策略的准确性,在实验室内搭建了实验平台。 平台中采用频率为 20kHz 的 4 绕组高频变压器,其 中 2 个作为一次绕组,2 个作为二次绕组。整流器 输入电感为 10mH,高频变压器滤波电感为 0.5mH。 交流侧输入电压为 50V、50Hz。H 桥单元 1 和 H 桥 单元 2 的直流电容电压之和设定为 80V。为了验证 系统的稳定性和各级母线电压的均衡性,在二次侧 直流母线上分别接 500 和 100 的电阻负载。实验 平台如图 7 所示。级联 H 桥整流器的输入电压和电 流的波形如图 8 所示,可以看出,级联 H 桥整流器 的输入电流和电压可以控制为同相位,提高了输入 侧的功率因数,并且电流波形具有很好的正弦度。

  高频 H 桥输出的电压波形如图 9 所示。其中 u1 和 u2 为一次侧 H 桥变换器的波形,u3 和 u4 为二次侧的 H 桥变换器的输出波形。

       图 8 级联 H 桥整流器的输入电压和电流波形

 Fig.8 Input voltage and current waveforms of the cascaded H-bridge rectifier 时间(10s/格)

 图 9 H 桥高频变换器输出的电压实验波形

 Fig.9 Output voltage waveforms of the H-bridge high-frequency converter

   在控制算法启动之前,各级变换器的功率器 件都不动作,级联 H 桥整流器相当于串联二极管整 流,启动控制算法后,各级直流母线电压迅速实现 平衡,实验结果如图 10 所示。图中两级直流母线电 压最终仍然存在一定的静差,这是由于变压器的两 个绕组参数并不完全一致造成的,可以通过变压器 的设计和加工工艺来保证误差在一定范围内。

 图 10 直流母线电压平衡过程

 Fig.10 Balance course of the DC bus voltages 

  7 结论

  本文提出的采用多绕组中频变压器的新型多电 平拓扑应用灵活,可以接不同种类和不同电压等级 的负载。采用的中频变压器相对于传统的工频变压 器减小了体积和重量,降低了系统的成本。本文所 采用的级联 H 桥整流器控制策略可以很好地控制交 流输入侧的功率因数,并能够实现对全部母线电压 之和的控制。本文通过理论分析了高频逆变器的控 制策略和各单元的直流母线电压的均衡性。仿真和 实验结果表明,该拓扑控制策略简单明确,系统具 有很好的稳定性,高频变压器可以实现各单元之间 功率的平均分配,从而实现电压的均衡,该电路拓 扑具有很好的应用前景。

   参考文献

 [1] 高跃, 李永东. 二极管钳位型五电平逆变器电容电 压平衡域研究[J]. 电工技术学报, 2008, 23(1): 77-83. 

[2] 李永东, 肖曦, 高跃. 大容量多电平变换器原理控 制应用[M]. 北京: 科学出版社, 2005. 

[3] 郑晟, 汪槱生, 张军民, 等. 基于高频多脉冲变压 器的中高压变流器的建模和分析[J]. 电工技术学报, 2011, 26(5): 39-44. 

[4] 孙靖. CRH2 型动车组牵引变流器的故障处理[J]. 铁道机车车辆, 2009, 29(6): 64-66. 

Sun Jing. Fault deal of the traction converters in CRH2[J]. Railway Locomotive, 2009, 29(6): 64-66. 

[5] 王奎, 郑泽东, 李永东. 新型模块化多电平变换器 电容电压波动规律及抑制方法[J]. 电工技术学报, 2011, 26(5): 8-14.

[6] Inoue S, Akagi H. A bidirectional isolated DC-DC converter as a core circuit of the next-generation medium-voltage power conversion system[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22(2): 535-542. 

[7] Nymand M, Michael A E. High-efficiency isolated Boost DC-DC converter for high-power low-voltage fuel-cell applications[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010, 57(2): 505-514. 

[8] Antonio D A, Marco L, Vito G M, et al. Overview of PI-based solutions for the control of DC buses of a single-phase H-bridge multilevel active rectifier[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2008, 44(3): 857-866. 

[9] 陶兴华, 李永东, 孙敏. 一种 H 桥级联型 PWM 整 流器的直流母线电压平衡控制新方法[J]. 电工技术 学报, 2011, 26(8): 85-90. Tao Xinghua, Li Yongdong, 

[10] Glinka M, Marquardt R. A new single phase AC/ACmultilevel converter for traction vehicles operating on AC line voltage[C]. European Conference on Power Electronics and Application, Toulouse, 2003. 

[11] 张颖, 李崇坚, 朱春毅, 等, 三电平 H 桥级联型逆 变器[J]. 电工技术学报, 2011, 26(5): 78-82. 

[12] Fukuda S, Imamura R. Application of a sinusoidal internal model to current control of three-phase utilityinterface converters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2005, 52(2): 420-426. 

作者简介 郑泽东 男,1980 年生,副教授,研究方向为电力电子与电气传 动。 顾春阳 女,1988 年生,博士研究生,研究方向为级联型多电平 变换器。


审核编辑(王雪)
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